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激光電源實現直流高壓輸出的策略

在緒論中理解了激光管產生激光的基本原理,為了使激光管內氣體發生電離,外界必須提供高壓泵補,為了實現高壓輸出,通常有如下策略。
(1)增大工頻變壓器變比輸出高壓;
(2)串聯疊加輸出高壓;
(3)馬克思發生器倍壓輸出高壓;
(4)信克爾倍壓輸出高壓;
(5)科克羅夫特-沃爾頓倍壓輸出高壓。
 
增大工頻變壓器變比輸出直流高壓
 
如圖2-2所示為一工頻變壓器單元電路,該工頻變壓器對市電輸入進行升壓,然后進行整流濾波處理得到直流高壓[22]。
 增大工頻變壓器變比輸出高壓
從而可通過簡單的更變工頻變壓器的原副邊線圈匝比來提高輸入交流電壓幅值,繼而提高輸出電壓。這種方法較為落后,激光管高壓泵補源不采用這種落后的方式。
 
串聯疊加輸出直流高壓
 
串聯疊加倍壓法的思想類似于串聯干電池升壓的原理來形成電壓疊加效應實現高壓輸出,將要輸出的高壓分為多個部分輸出,系統的總輸出為各輸出端電壓正向疊加。串聯疊加輸出直流高壓的方式如圖2-3所示。
 串聯疊加輸出高壓
這種疊加輸出的思想具有一定的優點。
第一,通過多級輸出將原本單級輸出的高頻變壓器寄生參數(寄生電容、寄生電感)分散開來,降低了單個變壓器的漏感和磁飽和的可能性,增強了可靠性。
 
第二,由于單個輸出端電壓降低,整流電路元器件對耐壓性的要求也隨之降低,增加了元器件可選擇的范圍。
 
但是這種分散電壓疊加輸出的弊端也很突出。
一方面,分散電壓意味著要增加變壓器的個數,從而對于整機來說不光意味著體積和重量的增加,而且導致了成本的增加。
另一方面,增加高頻變壓器個數意味著增加了由于線圈鄰近效應導致的損耗,同時增加了散磁通,散磁通的增加一方面直接導致了高頻變壓器對其周圍電路引入了更多的電磁干擾;另一方面散磁通引起銅箔線圈導體渦流,減少導體的有效截面積,增加導體損耗,或直接引起導體局部過熱引起電路的損壞。
串聯疊加輸出相比單個變壓器直接輸出而言在可靠性上有一定的提升,但仍存在使用工頻變壓器導致的體積大、成本高、效率低的問題。因此不采取這種串聯疊加輸出的方式設計激光電源。
 
沖擊電壓發生器輸出直流高壓
 
沖擊電壓發生器是產生雷電沖擊電壓和操作沖擊電壓的一種發生裝置[22],人們將這種沖擊發生器稱為馬克思回路。典型的四倍壓馬克思回路結構如圖2-4所示。
 馬克思回路
圖中T為高頻變壓器,D為輸出整流用的高壓硅堆,r為保護電阻,R為充電電阻,C為各級的主電容,Cs為各級對地的雜散電容,g1為點火球隙;g2~g4為中間球隙,g0為隔離球隙rf為各級的波前電阻,rt為各級的放電電阻,C2為負荷電容。
 
馬克思回路實現高壓的核心思想是:電容器并聯充電而后串聯放電。其實現高壓輸出的基本過程可概述成如下:
(1)各級主電容通過整流源并聯充電到額定電壓U;各球隙事先調節到耐壓值為U;當作用與球隙電壓稍高于U則會導致球隙擊穿。
 
(2)將脈沖電壓觸發給初級球隙,讓其放電,通過紫外線照射觸發緊鄰其后的一級球隙放電。
(3)各級球隙由于初級被觸發逐一被觸發放電。
(4)球隙放電過程中各級電容和各級波前電阻形成串聯關系,從而實現了各級電容串聯輸出。
 
值得注意的是:一方面,電阻R在充電時起電路的連接作用,但放電時起隔離作用;另一方面各級電容由并聯變成串聯是靠一組球隙分別處于絕緣和放電狀態來達到。另外,只有各球隙形成同步放電狀態才可觸發波前電阻和各級電容形成串聯關系。馬克思回路通過并聯充電和串聯放電這一簡單的思想雖然在理論上可以實現高壓輸出,但是在控制球隙觸發的過程是十分困難的,球隙放電前后的時間十分短暫,實現諸球隙的同步放電形成波前電阻和各級電容的串聯關系是十分不易控制的。另外即使各級電容形成了串聯關系,由于波前電阻串聯在其中,造成了分分壓,實際需求的輸出電壓與理論仍存在一定的差距。激光電源不適合用這種方式生成高壓。
 
信克爾(Scheakel)倍壓輸出直流高壓
 
如圖2-5所示為基本的信克爾四倍壓整流電路。
 信克爾倍壓法
信克爾倍壓整流結構是目前常用的倍壓電路采用的結構之一[23],圖中T為高頻變壓器,D0~D3為高壓整流硅堆,C0~C3為大容量蓄電荷濾波電容。對該電路結構四倍壓輸出的過程做以下說明 (為了便于說明設定變壓器副邊峰值電壓為V,由于輸出級無濾波電感,故濾波電容兩端的電壓即為峰值電壓V,忽略所有二極管的導通壓降)。
 
(1)當高頻變壓器輸出端為上正下負時,由于D0的導通,C0此時處于充電狀態,當副邊達到峰值后C0兩端電壓達到V。
 
(2)當高頻變壓器輸出端為上負下正,D1處于導通狀態,副邊線圈的輸出與C0端直接形成串聯關系,此時C1處于充電狀態,當副邊繞組再次達到峰值其兩端的電壓為2V。
 
(3)接下來,當高頻變壓器的輸出端再次變為上正下負時,C1,D2,C2構成串聯回路,C2處于充電狀態。當副邊繞組再次達到峰值電壓時C2兩端的電壓為3V。
 
(4)當高頻變壓器的輸出端再次從上正下負變為下負上正,C2,D3構成閉合回路,C3處于充電狀態,達到峰值電壓4V,對負載供電輸出。
 
由以上過程分析可知:
(1)當高頻變壓器的副邊繞組極性正負極性交替變化時,所有倍壓電容形成并聯關系,當向負載供電時,能夠保證電流持續穩定的供給,電路的等效電容由于電容的并聯關系而顯著的提高;
 
(2)由于電容并聯提高了等效電容,在能保證總的電流供給的情況下可對單個電容的容量適當降低;
 
(3)在適當降低單個電容容量后能在一定程度上提高電路的響應能力(電容容量減小,充電速度提高);
 
(4)由信克爾四倍壓輸出電壓Vo = 4 V可知:總的輸出電壓受限制于單個電容器最大耐壓值,對于高達30KV的輸出,無法選取耐壓值合適的電容器。
 
綜合上述分析雖然信克爾倍壓整流電路存在著許多優點,但由于電容器的選擇受到了限制,也不符合激光管泵補的要求。
 
科克羅夫特-沃爾頓倍壓輸出直流高壓
 
倍壓整流電路另外一種常見類型—科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路,其基本的四倍壓整流電路結構如圖2-6所示。
科克羅夫特-沃爾頓倍壓法
T為高頻變壓器,C0~C3為整流濾波電容,D0~D3為高壓整流硅堆。對其工作原理做如下說明。(同樣假設整流硅管的導通壓降為0,變壓器輸出的峰值電壓為V)。
(1)當高頻變壓器輸出為上負下正時,D0整流管導通,變壓器副邊繞組、C0、D0形成回路,C0處于充電狀態,充電達到峰值電壓V。
 
(2)當高頻變壓器輸出為上正下負時,C0、C1、D1構成閉合回路,C1處于充電狀態,充電達到峰值電壓達到2V。
 
(3)當高頻變壓器輸出再次變為上負下正時,變壓器副邊繞組,C0、D0構成回路一,另外變壓器副邊繞組,C0、C1、C2、D2構成回路二,此時C2達到峰值2V。
 
(4)按照上述同樣的過程,當變壓器第二次變為上正下負的狀態時,變壓器副邊、C0、、C1、D1構成回路一,另外變壓器副邊、C0、C1、C2、C3、D3構成回路二,此時,C3兩端電壓為2V。此時總的輸出電壓為4V。
 
在輸出同樣的電壓前提下信克爾倍壓整流電路中單個電容能承受最大的耐壓值為變壓器輸出端峰值電壓V,而科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路中單個電容能承受最大耐壓值為2V,這一點使得在電路優化和元器件的選型上科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路占據了巨大的優勢。然而,當輸出電壓要求過高時,必須通過增大倍壓級數來實現倍壓,與此同時會導致電容兩端落差電壓增大,從而導致輸出電壓紋波增大[24]。基于基本的科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路的缺點,提出了平衡式科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路。其電路結構如圖2-7所示。
平衡式科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路
平衡式科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路對于降低紋波和降低電壓跌落具有明顯的效果[25]。然而,一方面,輸出級數的增加而隨之增加的輸出級整流電容不利于改善輸出電壓紋波效果,另一方面,由于采用了中間抽頭的變壓器,在科克羅夫特-沃爾頓倍壓電路中對變壓器兩端的對稱繞線的方式提出了更高的要求,即使存在微小的不對稱現象也為造成輸出端產生較大的紋波。
針對對稱式科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流方式的缺陷,為此引入了正負雙向科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流方法,如圖2-8所示。
 正負雙向科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路
正負雙向科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路是在基本的科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路的基礎上提出的。其基本的思想是將高頻變壓器的輸出通過兩個對稱的科克羅夫特-沃爾頓整流電路串聯,將一個輸出接地,通過另一個輸出端輸出高壓[26]。這種雙向驅動方式一方面彌補了單個科克羅夫特-沃爾頓倍壓電路中內部壓降較大的問題,增大了輸出高壓的能力,同時也增強了負載能力;另一方面由于其對稱結構,大幅度降低了輸出端的紋波效應。
 
激光電源實現直流高壓輸出的策略
 
以上通過對五種實現高壓電路的原理進行分析,結合激光電源的各項要求最終選擇正負雙向科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路作為本次高壓輸出電路結構。
根據激光管起輝的要求,起輝電壓需要25~30KV,本次電源起輝電壓設計為30KV,用六倍正負雙向科克羅夫特-沃爾頓倍壓整流電路實現。
 
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